２０１５年８ 月 第３０卷第１６期 电 工技术学报 ＴＲＡＮＳＡＣＴ１０ＮＳ ＯＦ ＣＨＩＮＡ ＥＬＥＣＴＲ０ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ ＳＯＣＩＥＴＹ ＶＯ１．３０ ＮＯ．１６ Ａｕｇ ２０１５ 半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略 周玮阳 虞晓阳 金 科 刘志军 （南京航空航天大学 江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 ２１００１６） 摘要 三电平（ＴＬ）直流变换器具有主开关管电压应力为输入电压一半的优点，适用于高压 输入场合。本文所研究的四开关半桥ＴＬ直流变换器可以实现一次侧开关管的宽范围软开关，而 且避免了钳位二极管和飞跨电容带来的可靠性问题。但是主电路以及控制电路的不对称可能造成 输入分压电容以及隔直电容的偏压，从而导致主功率管以及整流二极管电压应力增加 本文提出 了一种电容电压控制策略，通过调节正负半周占空比以及相位差，实现输入分压电容和隔直电容 的电压控制，提高变换器运行的可靠性。最后研制了一台输入８００Ｖ、输出２８Ｖ／２ｋＷ的原理样机， 实验结果验证了偏压理论分析的正确性以及电容电压控制策略的有效性。 关键词：半桥三电平 偏压 电容电压控制 占空比 相位差 中图分类号：ＴＭ４６ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ Ｈａｌｆ－Ｂｒｉｄｇｅ Ｔｈｒｅｅ．Ｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｚｈｏｕ Ｗｅｉｙａｎｇ Ｙｕ Ｘｉａｏｙａｎｇ Ｊｉｎ Ｋｅ Ｌｉｕ Ｚｈ￣ｕｎ （Ｊｉａｎｇｓｕ Ｋｅｙ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ ｏｆ Ｎｅｗ Ｅｎｅｒｇｙ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｎａｎｊｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ ａｎｄ Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ Ｎａｎｊｉｎｇ ２１００１６ Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ Ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ（ＴＬ）ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ａｐｐｌｙ ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ ｔｏ ｈｉｇｈ—ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎｐｕｔ ｏｃｃａｓｉｏｎｓ ｆｏｒ ｔｈｅ ｒｅａｓｏｎ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ａｃｒｏｓｓ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｉｓ ｏｎｌｙ ｈａｌｆ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅＴｈｅ ．ｆｏｕｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ＴＬ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｓｔｕｄｉｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｃａｎ ａｃｈｉｅｖｅ ｗｉｄｅ ｒａｎｇｅ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｐｒｉｍａｒｙ ｓｗｉｔｃｈｅｓ．Ｂｅｓｉｄｅｓ，ｉｔ ｒｅｍｏｖｅｓ ｔｈｅ ｃｌａｍｐｅｄ ｄｉｏｄｅｓ ａｎｄ ｆｌｙｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｔｏ ｅｎｓｕｒｅ ｈｉｇｈ ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ．Ｈｏｗｅｖｅｒ，ｔｈｅ ａｓｙｍｍｅｔｒｙ ｏｆ ｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｒｅｓｕｌｔ ｉｎ ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｂａｌａｎｃｅ ａｍｏｎｇ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ ａｎｄ ｂｌｏｃｋｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ，ｗｈｉｃｈ ｃａｎ ｒｅｓｕｌｔ ｉｎ ｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｄｉｏｄｅｓ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｔｏ ｒｅａｌｉｚｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｎｅｒ ｂｙ ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ ａｎｄ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｓｉｔｉｖｅ ａｎｄ ｎｅｇａｔｉｖｅ ｈａｌ￣ｃｙｃｌｅｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｎ ｉｎｐｕｔ ８００Ｖ ｏｕｔｐｕｔ ２８Ｖ／２ｋＷ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｗａｓ ｂｕｉｌｔ ａｎｄ ｔｅｓｔｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ｌａｂ．Ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｖａｌｉｄａｔｅ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｂａｌａｎｃｅ ａｎｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：Ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ，ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｂａｌａｎｃｅ，ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ，ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ， ０ 引言 半桥三电平（Ｔｈｒｅｅ Ｌｅｖｅｌ，ＴＬ）变换器具有主开 关管电压应力低，主功率管可以实现软开关等优 点［１－７］，因此非常适合应用于地铁动车辅助电源、船 舶供电等ｆｓ－１０］高电压输入的功率变换场合。 文献［１１，１２］提出的四开关半桥ＴＬ直流变换器 如图１所示，分压电容可以钳位一次侧开关管，电 国家自然科￣（５１００７０３８、５１３７７０８０），江苏省自然科学基金杰 出青年基金（ＢＫ２０１３００３６），霍英东教育基金会基础性研究课题 （１３１０５６），江苏省产学研联合创新资金一前瞻性联合研究项目 （ＢＹ２０１２０１６），光宝电力电子技术科研基金项目资助。 收稿日期２０１３－０６．３０改稿日期２０１３—１０－２９ 路结构简单；没有钳位二极管和飞跨电容，避免了 可能出现的开关电容模态，可靠性高。在实际应用 第３０卷第１６期 周玮阳等 半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略 ５７ 中，由于控制电路、驱动电路以及主电路参数的差 １ 电容偏压分析 本文以图１所示的变换器拓扑进行分析，图２ 为变换器主要工作波形图。为了便于分析，这里假 设Ｄｐ为正半周的占空比，Ｄ 为负半周的占空比， ｆ异，使得分压电容不均压，隔直电容电压不等于输 入电压的一半，一次侧开关管以及二次侧整流二极 管的电压应力增加，对变换器的安全可靠工作造成 影响，因此需要引入电容电压控制电路来均衡输入 分压电容电压以及保证隔直电容电压等于输入电压 为正半周续流时问， ｆ为负半周续流时间， 的一半。 ｃ ｌ二 ＶＤＲ１ Ｌｆ ｃｄ２ ＿一匡 ＶＤＲ２ 图１ 四开关半桥三电平直流变换器 Ｆｉｇ．１ Ｆｏｕｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ＴＬ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ 大多数三电平结构的变换器存在分压电容不均 压问题。对于非隔离三电平结构变换器中的输入分 压电容电压控制，文献『１３，１４］提出了一种方法，它 通过反馈分压电容电压，调整开关管的导通时间， 实现分压电容的均压，从而保证开关管电压均衡。 文献［１５］中对于飞跨电容钳位隔离型三电平变换器 的分压电容电压控制，是通过控制飞跨电容电压， 调节正负半周占空比，实现输入分压电容均压。因 为在飞跨电容和输入分压电容并联模态可以钳位分 压电容。这两种方式均采用调节控制信号单沿来调 节占空比，从而实现调节每个半周期分压电容分别 输出的能量，均衡分压电容电压的目的。本文研究 的四开关半桥ＴＬ直流变换器，负载能量正半周由 输入源提供，而负半周由隔直电容提供，因此上述 文献提供的方法也可以用来控制隔直电容电压。但 是本文研究的变换器受控对象有两个，即隔直电容 和输入分压电容，因此需要找到另外一个自由度来 控制分压电容电压。由于半桥ＴＬ变换器一组开关 管驱动信号互补，这种单沿调制方式在调节占空比 的同时会影响到控制信号的相位差。 本文针对一次侧四开关ＴＬ结构，首先分别分 析正负半周占空比以及驱动信号相位差这两个自由 度对分压电容和隔直电容电压的影响，指出可以通 过调节这两个受控量校正各种原因造成的偏压现 象。然后提出了一种双沿调制电容电压控制策略， 最后给出实验结果，以验证理论分析和控制策略的 正确性。 为开关周期，ＶＡＢ为桥臂ＡＢ点电压，ｆｐ为一次电流， 为输入电压， 为隔直电容Ｃｂ电压， １、 ２ 分别为分压电容Ｃｄ１、Ｃｄ２电压，ｉ ｆ为滤波电感 ｆ 电流，ｉｖＤＲ１、ｉｖＤＲ２为整流管ＶＤＲ１、ＶＤＲ２电流。 １ ： ：ｌ ｌ： ｌ Ｉ ：：： １ ： ：－ － ＿ ＿ ：：： ： ； ｉ 『ｌ ｆ： ＩＩ Ｉｌ ｌｌ Ｉ ＶＡＢ： ＩＩ！！ Ｌ —／ 。 ｌｌ ｌ ｌＪ ————．卜－ ｜ Ｉ、— ｉ ｌｌ ～ ● ｌ————一 ｆ —．＿一一 ｌｌ —— — 一 、 ，一ｒ ．．— ｌｌｌ ｌ¨ Ｉｌ】ｊ ：ｔ —一 。———— 一 — ｔＶＤＲ２《 —ｒⅧＲ１ ｌＩｔＩ Ｔｔ￣ＩＩｔ３ Ｄｎ ９ Ｄｐｐ 图２ 四开关半桥三电平直流变换器主要工作波形 Ｆｉｇ．２ Ｋｅｙ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｆｏｕｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ＴＬ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ 当变换器稳态工作时，主变压器磁通守恒。工 作模态如图３ａ、图３ｃ所示，根据主变压器的磁通 平衡可得 （ 一 ）Ｄｐｒ￣＝ＶｃｕＤ （１） 在理想工作条件下，驱动完全对称，正负半周 占空比Ｄ。＿Ｄ ，忽略死区，隔直电容Ｃｂ电压为 ＤｐＺｉ￣＝ 当变换器工作在一次侧续流模态时，如图３ｂ、 图３ｄ所示，分压电容Ｃｄ１充放电时间相等 ｆ＝ ｆ， 续流阶段起始电流相等，因此 １、 ２均为Ｖｉ．／２。 ｌ ｝斗ｊ ＶＤＲ２ ５８ 电工技术学报 ２０１５年８月 （ｂ）［ｔｌ￣ｔ２］ ｌＪ Ｑ 占Ｌ一 ＲＬ Ｖ （ｄ）［ｔ６－ｔＴ］ 图３变换器工作基本模态图 Ｆｉｇ．３ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｍｏｄｅｓ ｏｆ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ 但在实际工作中，由于控制和驱动电路的延时 以及主功率管的特性不一致等因素造成Ｄ。≠ 、 Ｔｐｆ＃Ｔｎｆ，导致分压电容和隔直电容电压不为 ／２， 即存在偏压问题。如果分压电容不均压，会导致上 下桥臂开关管电压应力增加，可能导致开关管寿命 减短甚至损坏。而隔直电容电压不等于 ／２则会导 致二次侧整流二极管的电压应力增加，器件发热不 均，严重情况下会导致电路损坏。 １．１ 正、负半周占空比不等 当驱动正、负半周占空比不等时，如图４ａ所示， 即Ｄｐ≠Ｄ 时，由式（２）得，当Ｄｐ＞Ｄ 时， 高 于 ／２；反之，Ｄ。＜Ｊ［） 时， 低于 ／２。隔直电 容出现偏压问题。 １ ：： ｌ ２ ： １ ｜ ＿ ● ｒ－ ＩｆＩ： Ｉ Ｉ Ｉ ＶＡＢ 一 ｌ ： 。。’ ｌ ｌｌ Ｉ ｌＩ ｝，÷ ｝ ｌ — ——■ ｔ ；；； ＼ｔ ～堡 Ｉ。ｔ９ ３ ｆ （ａ）正、负半周占空比不等 ｌｌ ｌ ． ＩｌＩ ｌ ｌ Ｉ ｛ ｌＩ ｌｌ ｌｌ ｌ】 ７ ｌｌ ｌｌ 叫 一 ｌ ｌｉｉ、 ｆ６／ ｆ ｆＪＩ＾ｆ ｝３ ＼ ． （ｂ）正负半周相位差不等于１８０。 （ｂ）正、负半周相位差不等于１８０。 图４偏压的情况 Ｆｉｇ．４ Ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｂａｌａｎｃｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ 假设Ｄ。＞Ｄ ，此时 高于 ／２。忽略软开关 的过程，稳态运行时，由于隔直电容Ｃｂ在整个周期 Ｐ 内安秒积为零，分压电容Ｃｄｌ在续流阶段 ｆ、 ｆ 的安秒积为零，所以隔直电容在Ｊ［）。 、Ｄ 内的安 秒积也为零，因此在Ｄ。 、Ｄ 内电流平均值 ｌ、 。满足 ： ＜１ （３）１ 一一 Ｄｐ 、Ｄ 内电流变化量Ａｌｐ、△ 为 式中，上为滤波电感； 为输出电压； 为变压器 一次、二次电流比。由式（４）可得，占空比小的半 周期Ｄ 电感电流纹波大，平均值大，因此正负半周 续流阶段 ｆ、 ｆ起始电流ｌｐ＜Ｉ．，输入分压电容存 在不均压现象。 由正、负半周续流时间相等７ｐｆ＝ ｆ，根据稳态 时正、负半周续流时段内，Ｃｄ 的安秒积相等，即 ／Ｐ２ ｆ：＝ＩＮ２Ｔｎｆ （５） 可得Ｉｐ２＝ＩＮ２。其中， ２为７．ｆ内平均电流，１Ｎ２为 ｆ 内平均电流。所以稳态时，输入分压电容Ｃｄ１电压 一第３０卷第１６期 周玮阳等 半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略 ５９ 必须高于隔直电容Ｃｂ电压，使得一次电流在正半周 上升，负半周下降，最终 ２＝ｚＮ２。 结论：当驱动出现正、负半周占空比不等时， 隔直电容电压不等于 ／２。正半周占空比大于负半 周，隔直电容电压高于输入电压的一半，输入分压 电容Ｃｄ 电压高于隔直电容电压。 １．２ 正、负半周相位差不等于１８０￣ 若驱动正、负半周相位差不等于１８０ｏ，但是占 空比相等（Ｄ。 ）时，如图４ｂ所示，由式（２） 可以得到隔直电容电压Ｖｃｂ＝Ｖｉ ／２。因此，正、负半 周相位差并不影响隔直电容的电压。 但是如果正负半周相位差不等于１８０。，则正、 负半周续流阶段时间不等。假设驱动信号正、负半周 相位差为ｌ８０。一 ＞０），续流时间 ｆ、 ｆ分别为 即Ｚｐｆ＇（Ｔｏｆ。同时，正、负半周续流阶段的起始电流 相等厶 。根据稳态时正、负半周续流时段内，分 压电容 １安秒积为零，得 ２＞，Ｎ２，因此输入分压 电容Ｃｄ，电压必须大于隔直电容 电压，使得在 阶段内电流上升，在 ｆ阶段内电流下降，从而平 均电流 ２＞ ２，所以 １＞ ／２。 结论：当驱动出现正、负半周相位差不等于１８０。 时，相位差越小，输入分压电容 电压越高。隔 直电容电压不受影响。 通过以上分析可知，正、负半周占空比不等会 导致隔直电容偏压，同时引起输入分压电容分压不 均；但是正、负半周相位差不等于１８０。只会导致分 压电容分压不均。因此，对于主电路参数不一致以 及控制电路的延时等原因引起的隔直电容偏压和输 入分压电容不均压的问题，可以通过调节正、负半 周占空比以及相位差来校正。 ２ 电容电压控制策略 针对一次侧四开关结构的三电平变换器的隔直 电容和输入分压电容偏压问题，结合上述分析，本 文提出了一种电容电压控制策略：隔直电容电压控 制通过修正正、负半周的占空比来实现；而输入分 压电容不均压可能由正、负半周占空比以及相位差 两方面原因造成，因此为了确保输入分压电容均压 必须首先校正隔直电容电压。当正、负半周占空比 被隔直电容控制电路校正后，只需调整正、负半周的 相位差，即可实现输入分压电容均压的目的。 图５所示为电容电压控制电路主要工作波形 ＝ ＝ 图。在控制电路中，三角载波 １—２ 一２ 一 一。 和 幅值相 等，相位相差１８０。，输出电压调节器误差信号 Ｄ Ｄ Ａ 分别与 一 和 十 ＲＩ２交截产生控制信号Ｑ２ 和 Ｑ４ ｄｒｉ，Ｑ２ ｄｒｉ和Ｑ４ ｄｒｉ脉宽相等，相位差等于１８０。， 波形如图５中Ｄｒｉｖｅ。所示。理想情况下，控制信号 经过驱动电路送到功率管栅源极的信号完全对称，一。 一。 主电路也完全对称，隔直电容和输入分压电容电压 均为输入电压的一半。但实际工作中，由于驱动电 路的延时以及主电路的不对称等原因会造成实际功 率管栅源极的驱动信号脉宽不等、相位差不等于 １８０。，那么隔直电容和输入分压电容就会出现偏压 的工作状态。 ！！ ！！ ！！ 入ｌ ！Ａ４ ／ ／、＼Ｊ ／ ＼ ／２。 ，ＥＡ№Ⅱ。 ２ ７ｃ ｌ＿ ｔ。 ／∞ｌ ， Ａ６／ＶＥＡ ＿Ｉ Ｉ ｌ！ ／ ；ｉ ’ 、 Ｉ ０ ！／ Ｔ，ＥＡ５ — ｌ 一ｄ ｌ ｌ ＱＩ４Ｉ－出ｉ ｌ ｌ ＿ｄ ； Ｉ Ｑ４＿ｄｒｉ ｃｏｌ 网 ｌ ｌ ｌ ｌ Ｑ４＿ｄ Ｉ ｌ ：『］ ３ Ｉ 厂 』４ ｌ ｌ ∞ｆ ］ Ｉ Ｉ ：ｂｔ ｎ ｎ ］ 厂１ ｏｈ ＿１ ］ ｎ ∞ｆ 困 Ｑ４。 ｌＱｚ＿ｄｒ４ Ｉ Ｑ４＿ｄｒｉ ７ｃ／２ ３，２ ｔｏｔ 图５ 电容电压控制主要波形图 Ｆｉｇ．５ Ｋｅｙ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ 下面分析该控制电路的工作过程。图６所示为 分压电容和隔直电容电压控制电路框图。 为变 换器输出电压采样， ｒｅｆ为输出电压的基准电压， Ｖｃｂ ｆ为隔直电容电压采样， ｉ ｆ为输入电压采样， ｄ ｆ为输入分压电容ｃｄ 电压采样。 Ａ 为输出 电压调节器误差输出， ｃｂ为隔直电容电压调节 器误差输出， 为输入分压电容ｃｄ。电压调节 器误差输出。输出电压调节器的误差信号 ％加 ６０ 电工技术学报 ２０１５年８月 上ＶＥＡＣｏ得到ＶＥＡｌ，减去ＶＥＡＣｂ得到ＶＥＡ２。ＶＥＡｌ加 ４通过下降沿捕获分别得到Ｃｌｏｃｋｌ、Ｃｌｏｃｋ４，Ａ２、 通过上升沿捕获分别得到Ｃｌｏｃｋ２、Ｃｌｏｃｋ３。Ｃｌｏｃｋｌ、 上分压电容误差调节器输出 Ａ ｃｄＡ Ｃｄ得到ＶＥＡ３，减去 ３得到 Ａ４； Ａ２加上 Ａ ｃｄ得到 Ａ５，减去 ｄ ｉ，Ｃｌｏｃｋ３、 Ｃｌｏｃｋ２通过ＲＳ触发器生成驱动信号Ｑ２得到 Ａ６。 Ａ３、 Ａ４分别与 Ａ５、 Ａ６交截生成 、 Ｃｌｏｃｋ４通过ＲＳ触发器生成Ｑ４ｄｒｉ。Ｑｚ、Ｑ４分别 ２， 分别与 ＲＩ２交截生成 ３、 ４。 １、 通过反相互补生成Ｑｌ ｄｒｉ、Ｑ３ ｄｒｉ。 图６ 电容电压控制电路框图 Ｆｉｇ．６ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ ｄｉａｇｒａｍ 在隔直电容电压控制电路中，如果 ／２，那么 Ａ 为正，使 Ａｌ增大， 低于 由上述分析可知，隔直电容电压控制电路通过 Ａ２减小， 双沿调制，没有改变两路驱动信号之间的相位差； 而输入分压电容均压电路通过移相控制，也不改变 占空比大小。隔直电容电压控制电路和分压电容均 从而使Ｑ：ｄｒｉ的占空比减小，Ｑ４ ｄｒｉ的占空比增大， 波形如图５中Ｄｒｉｖｅ２所示。通过对Ｑ２ ｄｒｉ占空比的 减小和对Ｑ 相反，如果 减小， 空比减小， 占空比的增大，使得 迅速上升。 压电路分别只调节一个受控量，因此不会出现相互 耦合调节的现象，更容易趋于稳定。 高于 ／２，那么 Ａ 为负，使 Ａ１ 迅速下降。最终，Ｖｃｂ＝Ｖｉ ／２，从而校 Ａ２增大，Ｑ ｄｒｉ的占空比增大，Ｑ ｄｒｉ的占 ３ 实验结果 为了验证理论分析和电容电压控制策略，实验 室研制了一台四开关三电平直流变换器原理样机。 系统参数如下：输入电压ｖｉ ＝８００Ｖ；输出电压 Ｖｏ＝２８Ｖ；输出功率Ｐ。＝２ｋＷ；Ｑ１～Ｑ４：ＩＲＦＰ４６０Ａ； ＶＤＲｌ～ＶＤＲ２：ＳＴＰＳ２００１７０ＴＶ１Ｙ；分压电容Ｃｄ１＝ ｃｄ２＝４７０×２ ／４５０Ｖ；隔直电容Ｃｂ＝４．７ｇＦ／７００Ｖ。 正了 的偏压现象。 此时，隔直电容已经校正完毕。在输入分压电 容均压电路中，如果％ｄ１高于 ／２，那么 Ａ ｃｄ 为负，使 Ａ３和 Ａ５减小， Ａ 和 Ａ６增大， 和 ３脉宽增大，Ａ２和 ４脉宽减小。Ｑ２ ｄｒｉ上升沿和 下降沿同时向后移动，Ｑ ｄｒｉ上升沿和下降沿同时向 前移动，波形如图５中Ｄｒｉｖｅ３所示。正半周的续流 时间增加，负半周的续流时间减少，Ｃｄ 的放电时问 为了验证正、负半周占空比以及相位差对分压 电容以及隔直电容电压的影响，实验中分别向分压 电容电压调节器和隔直电容电压调节器输出端注入 固定电平，构造占空比和相位差不对称情况。图７所 示为偏压工作下的主要波形图。图７ａ给出了正半周 占空比大于负半周的变换器工作波形：１，ＡＢ正半周为 ，增加，充电时间减少， 增大， ４迅速下降。相反，如果 ｃｌｄ１低于 ／２，那么 Ａ ｃｄ为正，使 Ａ３和 Ａ５ Ａ４和 Ａ６减小， １和 ３脉宽减小， ２和 脉宽增大。Ｑ２ ｄｒｉ上升沿和下降沿同时向前移动， Ｑ４ ｄｒｉ上升沿和下降沿同时向后移动， ｄ１迅速上升。 最终，Ｖｃｄ１＝ｖｉ ／２，从而实现Ｃｄ１和ｃｄ２均压控制。 负半周电压高于Ｖｉｎ／２；ｆ。在负半周峰值大于正半 高于 ／２， ｄ。高于 ，所以上桥臂开关 周； 第３０卷第１６期 周玮阳等 半桥三电平直流变换器的电容电压控制策略 ６１ 管Ｑｌ电压应力高于下桥臂开关管Ｑ３。图７ｂ给出了 正、负半周驱动相位差小于１８０。的变换器工作波形： ＶＡＢ正半周为 ，负半周电压高于ｖｉ ／２：ＶＣｂ＝Ｖｉ ／２， ｆ ｌＶＡＢ（５ｏｏｖ／ｌ￣）一Ｉ 一１ ｌ ｆ 【． ＾＾ Ｍ—一 ～ ／ｐ００ｔ ／｛各）．＾，一 。～ 不受相位差影响， １＞ ／２，所以上桥臂开关管 一 ＭＭＭｈ ——１ ～ Ｍ Ｑ。电压应力高于下桥臂开关管Ｑ３。同时，由于负半 周续流结束后，一次电流反向不能实现一次侧开关 管的软开关，Ｑｓ关断、Ｑ 开通是硬开关的过程，１，Ａ 出现电压振荡。图７ａ、图７ｂ验证了偏压运行的恶 ． ＩｖＤＲｌ（１ＯＯＶ／格） 赫Ｉ１００Ｖ／￣１ ＾＾ ］ｊ ’ Ｉ 。．． ｔ（２ｋｔｓ／／／￣） 图８ 引入电容电压控制实验波形 Ｆｉｇ．８ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｗｉｔｈ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｖｏｌｔａｇｅ 劣情况以及偏压理论分析的正确性。 厂■——］：。］ ｖｍ（５０ ０ｖ／格）广．－———］ —一 ＋ Ｌ——１ ．．＿＿ｊ Ｌ ————■］Ｊｐ ｌ１ ）— ～． ｛ ’ＶＣｄｌ（２００Ｖ／￣￥） ： 、 ｊ （４００Ｖ／／￣）， ｄｎｎｖ，撼“Ｖｃｂ（２００Ｖ／￣） ｆ １ ｒ口Ｊ ｝ ｌｌｆ 一．４００，．．一Ｖ／￣）ｒ 【 厂．ｒ ｔ（２１．ｔｓ／￣） （ａ）正负半周占空比不等 ——］。 ｖＩ 蚰（５００Ｖ，｝ｉ 格）ｒＩｒ一 ＿＿———］ ｌ． ＼ｉｐ（１ｏＡ／格）／ ＼ ＝＝ Ｃｄｌ（２ｏ０ｖ／格 — ～ ｝ｒ－－ ｛ｌ ｆ＝描 ；７ ｆ ｔ（２１．ｔｓ／￣／￣） （ｂ）正负半周相位差不等于１８０。 图７偏压工作波形 Ｆｉｇ．７ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｂａｌａｎｃｅ 在图７所示的正、负半周占空比和相位差不对 称程度下，图８给出了引入电容电压策略后的变换 器工作波形。从图８可以看出，１，ＡＢ和ｉ。正负半周 对称， ｄｌ和 均等于 ／２，上、下桥臂开关管 电压应力相等。二次侧整流二极管电压应力也相等。 而二极管上的电压振荡是由于二极管结电容和变压 器漏感谐振造成，无可避免。实验波形验证了电容 电压控制策略的有效性。 ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ ４ 结论 本文针对四开关半桥ＴＬ直流变换器可能出现 的输入分压电容和隔直电容的偏压运行问题，提出 了一种双沿调制的电容电压策略，通过调节正、负 半周占空比以及相位差，实现分压电容和隔直电容 的电压控制，提高变换器运行的可靠性。实验结果 验证了本文理论分析和电容电压控制策略的有效性。 参考文献 ［１】 Ｎａｂａｅ Ａ，Ｔａｋａｈａｓｈｉ Ｉ，Ａｋａｇｉ Ｈ．Ａ ｎｅｗ ｎｅｕｔｒａｌ—ｃｌａｍｐｅｄ ＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐ— ｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９８１，１７（５）：５１８－５２３． ［２］Ｐｉｎｈｅｉｒｏ Ｊ Ｒ，Ｂａｒｂｉ Ｉ．Ｔｈｅ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ＺＶＳ－ＰＷＭ ＤＣ－ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９３，８（４）：４８６—４９２． ［３】 阮新波，周林泉，严仰光．一种新颖的零电压零电 流开关ＰＷＭ三电平直流变换器［Ｊ】．电工技术学报， ２００１，１６（２）：４１－４６． Ｒｕａｎ Ｘｉｎｂｏ，Ｚｈｏｕ Ｌｉｎｑｕａｎ，Ｙａｎ Ｙａｎｇｇｕａｎｇ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｚｅｒｏ－－ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｚｅｒｏ・－ｃｕｒｒｅｎｔ－－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ ｔｈｒｅｅ－－ ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｃｈｉｎａ Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈ－ ｎｉｃａｌ Ｓｏｃｉｅｔｙ，２００１，１６（２）：４１—４６． ［４】 Ｒｕａｎ Ｘｉｎｂｏ，Ｚｈｏｕ Ｌｉｎｑｕａｎ，Ｙａｎ Ｙａｎｇｇｕａｎｇ．Ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃ－ ｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００１，１６（５）：６１２—６２２． ［５】 Ｒｕａｎ Ｘｉｎｂｏ，Ｘｕ Ｄａｙｕ，Ｚｈｏｕ Ｌｉｎｑｕａｎ，ｅｔ ａ１．Ｚｅｒｏ－ ｖｏｌｔａｇｅ・－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ ｔｈｒｅｅ－－ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｔｗｏ ｃｌａｍｐｉｎｇ ｄｉｏｄｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００２，４９（４）：７９０－７９９． ［６］ 王慧贞，蔡兆奇，刘军，等．三电平双降压式半桥 逆变器［Ｊ］．电工技术学报，２００９，２４（２）：７３－７７． Ｗａｎｇ Ｈｕｉｚｈｅｎ，Ｃａｉ Ｚｈａｏｑｉ，Ｌｉｕ Ｊｕｎ，ｅｔ ａ１．Ａ ｎｏｖｅｌ ｔｈｒｅｅ ｌｅｖｅｌ ｄｕａｌ ｂｕｃｋ ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｔｒａｎｓａｃ－ ６２ 电工技术学报 ３２（５）：１８５６—１８６３． ２０１５年８月 ｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｃｈｉｎａ Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｏｃｉｅｔｙ，２００９，２４（２）： ７３．７７． ［１ ２］Ｌｉｕ Ｚｈｉｊｕｎ，Ｙｕ Ｘｉａｏｙａｎｇ，Ｊｉｎ Ｋｅ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｓｅｌｆ－ｄｒｉｖｅｎ ｃｕｒｒｅｎｔ．．ｄｏｕｂｌｅｒ．．ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ ｔｈｒｅｅ．．１ｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ［７】 张先进，龚春英．三电平半桥电压平衡器［Ｊ］．电工 技术学报，２０１２，２７（８）：ｌｌ４．１１９． Ｚｈａｎｇ Ｘｉａｎｊｉｎ，Ｇｏｎｇ Ｃｈｕｎｙｉｎｇ．Ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｅｒｓ［Ｊ］．Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｆ Ｃｈｉｎａ Ｅｌｅｃｔｒｏｔｅｃｈ－ ｎｉｃａｌ Ｓｏｃｉｅｔｙ，２０１２，２７（８）：１ １４一ｌ１９． ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｍａｇｎｅｔｉｃ［Ｃ］．３ｒｄ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍ— ｐｏｓｉｕｍ ｏｎ ＰＥＤＧ Ｓｙｓｔｅｍｓ，２０１２：４９９—５０４． ［１３］金科，阮新波．零电压开关多谐振三电平直流变换 器的控制策略［Ｊ］．中国电机工程学报，２００４，２４（１２）： ２９—３３． ［８】 Ｆｕ Ｄ，Ｌｅｅ Ｆ Ｃ，Ｑｉｕ Ｙ，ｅｔ ａ１．Ａ ｎｏｖｅｌ ｈｉｇｈ—ｐｏｗｅｒ—ｄｅｎｓｉｔｙ ｔｈｒｅｅ．．１ｅｖｅｌ ＬＣＣ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｃｏｎｓｔａｎｔ．． Ｊｉｎ Ｋｅ，Ｒｕａｎ Ｘｉｎｂｏ．Ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒａｔｅｇｙ ｆｏｒ ｚｅｒｏ－ｖｏｌｔａｇｅ— ｐｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒ－ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｃｈａｒｇｉｎｇ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００８，２３（５）：２４１ １— ２４２０． 【９］ Ｃｈｅｏｋ Ａ Ｄ，Ｋａｗａｍｏｔｏ Ｓ，Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ Ｔ，ｅｔ ａ１．Ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ＡＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ＤＣ／ＡＣ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ ｈｉｇｈ ｓｐｅｅｄ ｒｔａｉｎ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｃ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ＩＥＥＥ ＴＥＮＣＯＮ， ２０００：４２３—４２８． 【１ ０】Ｂａｒｂｉ Ｉ，Ｇｕｌｅｓ Ｒ，Ｒｅｄｌ Ｒ，ｅｔ ａ１．ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ： ｆｏｕｒ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｋ ｎ／２，ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ ｔｕｒｎ－ｏｆｆ ｓｎｕｂｂｉｎｇ， ＺＶ ｔｕｒｎ—ｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ２００４，１９（４）：９１８－９２７． ［１ １】ｅｏｎｇ－Ｍｕｎ Ｓ，ＭｃＤｏｗｅｌｌ Ｒ，Ｂｕｓｈｎｅｌｌ Ａ，ｅｔ ａ１．Ａ ｔｈｒｅｅ・・ｌｅｖｅｌ ＤＣ－・ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｗｉｄｅ－－ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ ｓｈｉｐ－－ｅｌｅｃｔｒｉｃ・－ｐｏｗｅｒ・－ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｌａｓｍａ Ｓｃｉｅｎｃｅ，２００４， ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｍｕｌｔｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔ ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］． Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ，２００４，２４（１２）：２９－３３． ［Ｉ４Ｊ阮新波，危健，薛雅丽．非隔离三电平变换器中分 压电容均压的一种方法［Ｊ］．中国电机工程学报， ２００３，２３（１０）：２７－３ １． Ｒｕａｎ Ｘｉｎｂｎ，Ｗｅｉ Ｊｉａｎ，Ｘｕｅ Ｙａｌｉ．Ａ ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ ｂａｌａｎｃｅ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｏｆ ｔｈｅ ｄｉｖｉｄｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ ｉｎ ｎｏｎ－ｉｓｏｌａｔｅｄ ｔｈｒｅｅ—ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ， ２００３，２３（１Ｏ）：２７—３１． ［１５］饶勇．基于ＰＷＭ控制三电平全桥双向直流变换器 的研究［Ｄ］．南京：南京航空航天大学，２０１２． 作者简介 周玮阳 男，ｌ９８９年生，博士研究生，研究方向为功率电子变换。 虞晓阳 男，１９８９年生，硕士研究生，研究方向为功率电子变换。